Skip navigation
All Places > Keysight Blogs > Keysight Russia > Blog > 2017 > May
2017

Как было сказано в предыдущей статье по теме, наиболее гибкое детектирование обеспечивают гетеродинные приемники, работающие во временной области, которые можно применять к испытательным и реальным сигналам, и которые работают независимо от вида модуляции. На рис. 1 такой IQ-детектор показан слева. Кроме того, здесь видно, что перед идентификацией и дальнейшей обработкой сгруппированные в символы входные биты должны пройти несколько этапов преобразования. Показанная здесь архитектура приёмника рекомендована Optical Internetworking Forum (OIF) и позволяет извлекать всю содержащуюся в сигнале информацию. Давайте рассмотрим эту архитектуру подробней.

 

Рис. 1. Архитектура приёмника, рекомендованная OIF для реализации интегрированных интрадинных когерентных приёмников

 

Уменьшение искажений

После аналого-цифрового преобразования любой когерентный оптический приёмник выполняет цифровую обработку сигнала. Применение цифровой обработки сигнала вносит существенные положительные отличия по сравнению с обычной амплитудной манипуляцией (on-off keying), где нужно учитывать хроматическую дисперсию (CD), поляризационную модовую дисперсию (PMD) и другие искажения. Цифровая обработка сигнала поддерживает алгоритмическую компенсацию CD, PMD и других искажений, поскольку когерентное детектирование предоставляет полную информацию об оптическом сигнале. Это значит, что комплексная оптическая модуляция избавляет нас от необходимости применения компенсаторов PMD или оптоволокна с компенсированием дисперсии, а также предотвращает рост задержки, порождаемой этими компонентами.

 

Предварительная коррекция устраняет искажения приёмника. К этим искажениям можно отнести разбаланс четырёх электрических каналов, погрешность фазового угла IQ в IQ-смесителе, временной сдвиг между четырьмя каналами АЦП и дифференциальный разбаланс номинально сбалансированного приёмника. Для устранения этих искажений, во время калибровки прибора выполняется измерение параметров компонента во всем диапазоне длин волн.

 

Помимо искажений, вносимых приёмником, цифровая обработка сигнала компенсирует искажения, возникающие в оптическом тракте между приёмником и передатчиком. К этим искажениям относятся CD и PMD, зависящие от поляризации потери (PDL), вращение поляризации или трансформация состояния поляризации (PST) и фазовый шум.

 

Для оценки влияния фазового шума нужно отследить изменение шума несущей во времени. Однако этот этап в схеме когерентного приёмника не обязателен.

 

Восстановление фазы несущей

Добавив гетеродин, мы получаем возможность отслеживать изменения фазы сигнала по отношению к фазе гетеродинного сигнала. Но тот факт, что частота гетеродина приёмника отличается от частоты сигнала, приводит к линейному сдвигу фазы во времени. Это легко понять, если вспомнить, что в гетеродинном приёмнике ток IPhoto пропорционален cos(Δф + Δωt). На рис. 2 показано это «вращающееся» созвездие на примере модуляции QPSK.

 

Рис. 2. Разность частот передающего лазера и гетеродина порождает «вращающееся» сигнальное созвездие

 

Для устранения неопределённости фаза не должна изменяться быстрее, чем на pi/4 за длительность одного символа, что равно половине разности фаз между двумя соседними символами. Это, в свою очередь, означает, что сдвиг частоты между гетеродином и сигналом должен быть для QPSK меньше 1/8 тактовой частоты символов.

 

Чтобы отследить фазу, нужно делать выборки сигнала в моменты времени с предсказуемыми значениями фазы, например, в моменты появления символов. Для сигналов с ограниченной полосой частота дискретизации фазы меньше символьной скорости. Красная линия на рис. 3 показывает, что фаза может быть восстановлена неточно.

 

Рис. 3. В реальной системе связи часто не удаётся восстановить фазу из-за слишком низкой частоты дискретизации, фазового шума и смещения

 

Для восстановления фазы в такой ситуации фазовый шум и смещение несущей должны удовлетворять жестким требованиям. В реальной системе связи это условие обычно не соблюдается, поскольку в реальных линейных картах, использующих дискретизацию в масштабе реального времени, столь жёсткие характеристики не требуются.

 

На рис. 4 показано влияние полосы несущей на восстановление фазы лазера с распредёленной обратной связью (РОС). Слева приведён пример широкой полосы обзора. Точки сигнального созвездия IQ искусственно заужены, поскольку в этом случае отслеживание фазы уменьшает угловую ширину символов. В меньшей полосе мы получаем более реалистичные круглые символы. В ещё меньшей полосе мы достигаем предела на фазовой диаграмме несущей, где фазу отслеживать больше не удаётся. Угловое распределение символов явно подвержено влиянию фазового шума, который нельзя подавить.

 

Рис. 4. Примеры отслеживания фазы несущей лазера с распредёленной обратной связью в зависимости от полосы слежения

 

Вычисление матрицы Джонса

Поскольку цифровому демодулятору нужны два независимых модулирующих сигнала (для плоскостей поляризации x и y), важным этапом цифровой обработки сигнала является демультиплексирование поляризации. На этом этапе мы компенсируем PMD и PDL и учитываем, что состояние поляризации в одномодовом оптоволокне в процессе распространения не сохраняется.

 

Направление поляризации меняется по мере прохождения сигнала по оптоволокну (см. рис. 5), поэтому состояние поляризации сложно связано с ориентацией приёмника. Вот почему разделитель поляризации в приёмнике не позволяет получить два независимых сигнала, давая вместо этого линейную комбинацию двух составляющих поляризации. Волокно, сохраняющее поляризацию, конечно, сохраняет состояние поляризации, но не используется для передачи данных из-за сильного затухания и высокой стоимости.

 

Рис. 5. Одномодовое оптоволокно меняет состояние поляризации передаваемого сигнала, поэтому разделитель поляризации на стороне приёмника не даёт два независимых сигнала, а создаёт вместо этого их линейную комбинацию. Здесь показаны сигнальные созвездия QPSK с двойной поляризацией после демультиплексирования поляризации.

 

Все искажения полностью поляризованного света в оптоволоконном канале можно математически описать так называемой матрицей Джонса. Передаваемый сигнал S перемножается с матрицей Джонса, давая в результате принимаемый сигнал R. Для идеального канала без поляризационных искажений матрица Джонса представляет собой единичную матрицу. В этом случае принимаемый сигнал совпадает с излучаемым сигналом (см. рис. 6). В общем виде матрица Джонса представляет собой комплексную матрицу 2×2 соответственно с восемью (для реальной и мнимой части) независимыми параметрами.

 

Поэтому для восстановления исходного сигнала по измеренному принимаемому сигналу нужно найти матрицу Джонса. Это сделать довольно трудно, потому что обычно мы имеем очень мало информации о численных значениях искажений, воздействующих на сигнал в канале, или не имеем такой информации вообще.

 

Рис. 6. Матрица Джонса идеального канала

 

Поэтому для аппроксимации исходного сигнала часто используются так называемые слепые алгоритмы. Эти алгоритмы представляют собой методы оценки, не требующие знания исходного сигнала (кроме вида модуляции). В этом случае обратная матрица Джонса представляется применёнными к принимаемому сигналу корректирующими фильтрами (см. рис. 7). Каждый элементарный фильтр моделирует некоторый эффект искажения сигнала. Алгоритм итерационно подбирает переменные фильтров (a, β, k...), добиваясь схождения, то есть того, чтобы измеренная карта символов имела минимальные расхождения с символами, рассчитанными алгоритмом.

 

Недостаток этого метода в том, что он может дважды восстановить один и тот же канал поляризации. Эта проблема известна как сингулярность алгоритма. Кроме того, этот метод очень сложен, поскольку для расчёта следующего шага итерации каждый символ должен обрабатываться индивидуально.

 

Рис. 7. Модель корректирующих фильтров для компенсации хроматической дисперсии (CD), дифференциальной групповой задержки (DGD), зависящих от поляризации потерь (PDL) и трансформации состояния поляризации (PST)

 

Проще - в координатном пространстве Стокса

Оценку проще выполнить с помощью параметров Стокса, где демультиплексирование поляризации является истинно слепой процедурой, поскольку не требуется ни демодуляция, ни знание используемого вида модуляции или частоты несущей. Кроме того, в пространстве Стокса мы не сталкиваемся с проблемой сингулярности.

 

Пространство Стокса помогает визуализировать состояния поляризации оптических сигналов и, следовательно, отлично подходит для наблюдения изменения поляризации вдоль оптического канала. Любое состояние поляризации полностью поляризованного света можно описать точкой в этом трёхмерном пространстве, которая лежит на поверхности сферы – так называемой сферы Пуанкаре, центр которой расположен в начале координат. Радиус сферы соответствует амплитуде светового сигнала. Круговая поляризация располагается вдоль оси S3. Вдоль экватора в плоскости, образованной осями S1 и S2, располагается состояние линейной поляризации, а промежуточные положения соответствуют эллиптической поляризации. На рис. 8 зелёным цветом показано расположение на сфере разных состояний поляризации.

 

Также на рис. 8 показан измеренный сигнал QPSK, поляризованный по плоскостям x и y. В точках выборки возможны четыре состояния разности фаз между двумя сигналами. Комбинация этих сигналов x и y с этими разностями фаз даёт измеренные «облака» синих точек в пространстве Стокса. (Используя сигнал QPSK с одним направлением поляризации, мы получим одно скопление на оси S1).

 

Рис. 8. Сфера Пуанкаре в пространстве Стокса для сигнала QPSK с поляризационным разделением (PDM)

 

Переходы между четырьмя состояниями определяют в пространстве Стокса объект, напоминающий линзу (см. рис. 9). Можно доказать, что сигналы с мультиплексированной поляризацией любого формата всегда определяют такие линзы.

 

Рис. 9. Межсимвольные переходы сигнала PDM QPSK: в левой полусфере расположены переходы сигнала с поляризацией по оси x (H, горизонтальная), а в правой полусфере – переходы сигнала с поляризацией по оси y (V, вертикальная)

 

Когда мы сталкиваемся с трансформацией состояния поляризации вдоль оптического тракта одномодового волокна, линзы в пространстве Стокса поворачиваются (см. рис. 10). По этому повороту можно получить матрицу Джонса, которая представляется нормалью линзоподобного объекта.

 

Рис. 10. Трансформация состояния поляризации приводит к повороту линз в пространстве Стокса. Нормаль к линзе определяет матрицу Джонса – здесь приведён пример сигнала PDM QPSK.

 

 А как представлены в пространстве Стокса другие искажения? В случае PDL линзы деформируются и смещаются. Тем не менее, это не вызывает проблем с восстановлением матрицы Джонса. Деформация позволяет количественно оценить PDL. CD не зависит от поляризации и не препятствует её демультиплексированию. В этом случае количественные характеристики можно получить по сигнальному созвездию.

 

Определение символов

После успешной цифровой обработки сигнала и демультиплексирования поляризации мы можем, наконец, определить принимаемые символы. В QPSK критерием принятия решения являются значения I и Q в измеренной точке сигнального созвездия (см. рис. 11), например, все точки с положительными значениями I и Q можно интерпретировать, как “11”. В более сложных форматах использовать I и Q в качестве критерия принятия решения нельзя. В этом случае точки привязываются к ближайшему символу. По размытым «облакам» в правой части рис. 11 можно сказать, что даже когерентное детектирование не избавляет нас от битовых ошибок. Как же выполнить количественную оценку? Этот вопрос будет обсуждаться в следующей статье данной серии, посвящённой когерентным оптическим сигналам.

 

Рис. 11. В QPSK критерий принятия решения основывается на значениях I и Q, а в более сложных форматах - на расстоянии до ближайшего соседнего символа

 

Литература

Рис. 1 взят из статьи «Соглашение OIF о реализации интегрированных интрадинных когерентных приёмников с двойной поляризацией», IAOIF-DPC-RX-01.2, 14 ноября, 2013 г.

Рис. 7 взят из статьи Дж.К. Геера, Ф.Н. Хауске, К.Р.С. Флуджера, Т. Дутела, К. Шульена, М. Кушнерова, К. Пьяванно, Д. Ван-дер-Борна, Е.-Д. Шмидта, Б. Спинлера, Х. де Ваардта, Б. Ланкла и Б. Шмаусса “Оценка параметров канала для когерентных приёмников с разной поляризацией”, IEEE Photonics Technology Letters, том 20, № 10, 15 мая, 2008 г. Все другие рисунки предоставили Тодд Маршалл, Стефани Мичел, Бернд Небендал и Богдан Шанфранек.

Требования к широкополосным ВЧ-измерениям постоянно меняются, и вместе с ними меняются приборы, необходимые для исследования сигналов. Современным радиолокационным системам требуется более высокое разрешение для отслеживания цели, системам связи нужна большая пропускная способность – а для удовлетворения этих требований вам нужны более широкополосные схемы модуляции соответствующих сигналов, чтобы проверять прототипы устройств и промышленные образцы.

 

Давно прошли те дни, когда мгновенной полосы анализа 510 МГц, которая долго была стандартом в анализаторах сигналов и спектра, вполне хватало для измерения параметров модуляции. Некоторые системы перешагнули ширину полосы модуляции 1 ГГц и даже 2 ГГц. Поэтому для выполнения качественных, достоверных широкополосных ВЧ-измерений нужен иной подход.

 

Насколько же отличается этот подход? Он требует применения широкополосных цифровых осциллографов реального времени. Дигитайзеры и осциллографы предлагают достаточно широкую рабочую полосу и частоту дискретизации для прямой оцифровки модулированной несущей, либо непосредственно, либо в совокупности с понижающим преобразователем частоты перед осциллографом.

 

Важно только знать, что и как использовать. Один из способов оценки вариантов выполнения широкополосных измерений заключается в построении диаграммы возможностей. Отложим по вертикальной оси полосу анализа, а по горизонтальной оси – частоту несущей, которую можно измерять. Не утруждайте себя построением этой диаграммы – мы уже об этом позаботились:

Рисунок 1. Частота несущей и полоса анализа для различных приборов (на основе портфолио Keysight Technologies)

 

Как видите, классический анализатор сигналов имеет собственную полосу анализа до 1 ГГц и может работать с частотой несущей до 110 ГГц (с недавних пор). В отличие от этого, осциллографы средней ценовой категории обладают полосой пропускания до 8 ГГц, что позволяет измерять сигналы с частотой несущей до 8 ГГц и с очень широкой полосой модуляции, близкой к 8 ГГц. Пока суммарный спектр несущей и модуляции не выходит за пределы полосы пропускания осциллографа, вы можете выполнять достоверные измерения.

 

Но и этого может быть недостаточно. В широкополосных аэрокосмических/оборонных приложениях, включая РЭБ, РЛС и радиоразведку, исследуемые сигналы могут иметь частоту несущей выше 8 ГГц. Здесь можно вспомнить о высокопроизводительных осциллографах, которые имеют более широкую полосу пропускания – до 33 ГГц или 63 ГГц – и, разумеется, стоят существенно дороже. Зато они предлагают впечатляющие значения таких параметров, как равномерность АЧХ и уровень шумов. В качестве альтернативного решения можно включить перед осциллографом средней ценовой категории понижающий преобразователь частоты. При этом вы платите меньше, но можете работать с высокочастотными сигналами с широкополосной модуляцией, однако при условии, что вы согласны до некоторой степени пожертвовать линейностью фазы и амплитуды.

 

Во-первых, в качестве понижающего преобразователя частоты можно включить перед осциллографом средней ценовой категории стандартный анализатор сигналов и снимать сигнал с выхода ПЧ тракта этого анализатора. Как правило, в этом случае понадобится калибровка, чтобы выровнять общую амплитудно-частотную и фазо-частотную характеристики системы. Как правило, решения подобного рода могут работать в диапазоне частот до 50 ГГц.

 

Во-вторых, в качестве понижающего преобразователя частоты можно включить перед осциллографом средней ценовой категории недорогой гармонический смеситель. Это решение будет узкополосным: можно будет анализировать очень высокие несущие частоты, но, как правило, существует некоторый узкий диапазон несущих частот, с которыми может работать данный смеситель. Поэтому этот вариант наиболее удобен для таких приложений, как 5G, WiGig и автомобильные радары.

 

Типовые ВЧ-характеристики широкополосных осциллографов реального времени

Итак, что же нужно знать, прежде чем делать БПФ или широкополосные ВЧ измерения с помощью осциллографа или осциллографа в сочетании с программным обеспечением векторного анализа сигналов (VSA)? Нужно знать, что ВЧ характеристики осциллографа могут оказывать сильное влияние на результаты измерений, поэтому, в первую очередь, надо оценить такое влияние.


Сегодня можно найти осциллографы, оснащенные встроенной схемой коррекции амплитуды и фазы, который обеспечивает превосходную абсолютную точность амплитуды и малое отклонение от линейной фазы во всём частотном диапазоне. Это позволяет выполнять высококачественные ВЧ-измерения. Кроме того, такие осциллографы предлагают превосходные значения плотности шума (около -160 дБм/Гц) и широкий динамический диапазон и отношение сигнал/шум с учётом предлагаемой ими широкой полосы пропускания.

 

Что это даёт? Вы можете исследовать широкополосные сигналы очень малой амплитуды на фоне сильных сигналов. Вы можете поднимать чувствительность осциллографа для измерения сигналов малой амплитуды. Кроме того, схема развёртки таких осциллографов обладает низким значением фазового шума при малой отстройке от несущей, что соответствует низкому джиттеру для трасс большой длительности. Если вам нужна более подробная информация, ознакомьтесь с ВЧ-характеристиками высокопроизводительного осциллографа с полосой пропускания 33 ГГц, приведёнными в таблице 1.

 

Таблица 1. Типовые ВЧ характеристики широкополосного осциллографа

Типовые значения для осциллографов серии V (полоса пропускания 33 ГГц, 1 канал в одном осциллографе, если не указано иное)

Чувствительность/плотность шума (1 мВ/дел; диапазон –38 дБм)

Измерение спектральной плотности мощности на 1,0001 ГГц, центральная частота 1,0001 ГГц, полоса обзора 500 кГц, полоса разрешения 3 кГц

-159 дБм/Гц

Коэффициент шума (для описанного выше измерения)

+15 дБ

Отношение сигнал/шум / динамический диапазон

(-1 дБм, частота несущей 1 ГГц, входной диапазон осциллографа 0 дБм) центральная частота 1 ГГц, полоса обзора 100 МГц, полоса разрешения 1 кГц, измерение при отстройке +20 МГц от центральной частоты

+111 дБ

Абсолютная погрешность амплитуды (от 0 до 30 ГГц)

±0,5 дБ

Нелинейность фазы (от 0 до 33 ГГц)

±3 градуса

Фазовый шум (на 1 ГГц)

                отстройка 10 кГц

                отстройка 100 кГц

 

-125 дБн/Гц

-131 дБн/Гц

Амплитуда вектора ошибки (EVM)

(802.121, несущая 2,4 ГГц, полоса 20 МГц, 64QAM)

-47 дБ (0,47%)

Паразитные составляющие (входной сигнал –4,6 дБм, входной диапазон –4 дБм)

Динамический диапазон, свободный от паразитных составляющих (SFDR)

Входной сигнал 1 ГГцуровень входного сигнала -4,6 дБм, полоса обзора 5 ГГц, центральная частота 3 ГГц, полоса разрешения 100 кГц

 

+67 дБ

Уровень 2ой гармоники

Входной сигнал 1 ГГц, -4,6 дБм, полоса обзора 5 ГГц, центральная частота 3 ГГц, полоса разрешения 100 кГц

-51 дБн

Уровень 3ей гармоники

Входной сигнал 1 ГГц, -4,6 дБм, полоса обзора 5 ГГц, центральная частота 3 ГГц, полоса разрешения 100 кГц

-51 дБн

Точка пересечения по интермодуляционным составляющим 3-го порядка для двухтонального сигнала

Входные тональные сигналы –6,6 дБм, 2,435 ГГц и 2,439 ГГц, разнесение 2 МГц, центральная частота 2,437 ГГц, полоса обзора 10 МГц, полоса разрешения 100 кГц, диапазон 8 дБм

+28 дБ

Согласование по входу (S11)

(<50 мВ/дел, 0-30 ГГц, без аттенюатора)

(>=50 мВ/дел, 0-30 ГГц, без аттенюатора)

 

-15 дБ; КСВ 1,4

-21 дБ; КСВ 1,2

 

Широкополосные импульсные ВЧ-измерения во временной области – огибающая, частота и ЛЧМ

Теперь, когда мы знаем возможности нашего широкополосного осциллографа, давайте посмотрим, как он без посторонней помощи выполняет измерения во временной области и анализ широкополосных импульсных ВЧ-сигналов. Выбор конкретного осциллографа зависит от максимального суммарного значения частоты несущей и полосы модуляции. Давайте рассмотрим пример, в котором исследуемый сигнал содержит импульсы длительностью 1 мкс с интервалом повторения 100 мкс. Сигнал представляет собой импульсы с ЛЧМ с полосой модуляции 2 ГГц и несущей частотой 15 ГГц.


Пример нескольких измерений одного ВЧ-импульса, включая параметры огибающей и ЛЧМ, приведён на рисунке 2. Стабильный запуск по этому импульсу обеспечивается путём установки удержания запуска на значение чуть больше длительности импульса – 1 мкс.

 

Рисунок 2. Измерение во временной области с помощью осциллографа с полосой пропускания 33 ГГц импульса со следующими параметрами: длительность 1 мкс, несущая 15 ГГц, ЛЧМ с полосой модуляции 2 ГГц

Для измерения амплитуды использовалась математическая функция “Envelope” (Огибающая), после чего импульсные измерения выполнялись по видимой огибающей ВЧ импульса. Измерение частоты выполнялось по ВЧ импульсу (а не по огибающей), а в качестве источника математической функции “Measurement Trend” (Тренд результатов измерения) использовалось измерение частоты. Затем к тренду результатов измерения применялась математическая функция сглаживания, что дало линейное нарастание частоты модуляции, как показано на рисунке 2. Линейность амплитуды осциллографа в интересующей нас полосе обзора непосредственно влияет на качество измерения огибающей. Чтобы увидеть это влияние, взгляните на график зависимости амплитуды от частоты для осциллографа с полосой пропускания 33 ГГц, показанный на рисунке 3.

 

Рисунок 3. Типовая зависимость амплитуды от частоты для четырёх отдельных каналов с полосой пропускания 33 ГГц

Стробируемые измерения спектра широкополосных ВЧ-импульсов с использованием БПФ

Широкополосные измерения с использованием БПФ можно выполнить, выбрав математическую функцию “FFT Magnitude” (Амплитуда БПФ) с прямоугольной (“Rectangular”) весовой функцией. После этого можно выполнить стробируемые измерения БПФ за счёт применения математической функции “Timing Gate” (Стробирование по времени). После настройки функции стробирования по времени, можно настроить математическую функцию БПФ, которая рассчитывается по записи в пределах временного окна, как показано на рисунке 4.

 

Рисунок 4. Обычные и стробируемые измерения БПФ во временном окне в начале ВЧ-импульса

Широкополосные измерения ВЧ-импульсов во временной и частотной областях с помощью осциллографа и ПО векторного анализа

Но это ещё не всё. ВЧ- и БПФ-измерения с помощью широкополосного осциллографа можно дополнительно расширить, импортировав захваченные осциллографом сигналы в программное обеспечение векторного анализа сигналов. Некоторые преимущества такого подхода включают:

  • широкий выбор встроенных ВЧ-измерений;
  • возможность применения входного полосового фильтра осциллографа для оцифровки и прореживания сигнала перед расчётом БПФ, что снижает шум и повышает скорость расчётов;
  • множество опциональных цифровых и аналоговых демодуляторов, таких как 16QAM и ЧМ;
  • представление импульса во временной области с пониженным уровнем шумов за счёт цифровой обработки;
  • коррекция частоты и фазы в пределах импульса при прохождении через демодулятор.


Если захваченные осциллографом данные импортированы в ПО векторного анализа сигналов, их можно преобразовать в цифровом виде в модулирующие сигналы I и Q, пропустить через полосовой фильтр и затем повторно дискретизировать. Эта процедура может существенно снизить шум измерения. В сущности, процесс заключается в “настройке” на центральную частоту сигнала и в “растяжке” сигнала для анализа модуляции. Это часто называется “цифровым расширением”.


В этом примере исходная измеряемая полоса 8 ГГц с соответствующим уровнем шумов была сокращена до 500 МГц с центром на частоте 3,7 ГГц и мгновенной полосой измерения немного шире полосы модуляции сигнала. Это соответствует улучшению отношения сигнал/шум (С/Ш) на:

 

10log*(Полоса пропускания осциллографа/Полоса обзора) = 10log*(8E+09/500E+6) = 12 дБ.

 

Благодаря цифровому расширению в сочетании со способностью ПО векторного анализа сигналов представлять амплитуду в логарифмическом масштабе и применению усреднения, мы смогли увидеть импульс с уровнем на 50 дБ меньше, как показано на рисунке 5. При измерении в полосе 8 ГГц этот импульс не был виден.

 

Рисунок 5. ПО векторного анализа сигналов с установленной “Центральной частотой” и “Полосой обзора” показывает импульс с уровнем на 50 дБ ниже

Секрет захвата длинных последовательностей и статистического анализа импульсов

Если осциллограф применяется для регистрации широкополосных ВЧ-сигналов, то для точного захвата несущей и модулирующего сигнала он должен обладать достаточно высокой частотой дискретизации. Это значит, что при высокой частоте дискретизации потребуется очень большой объём памяти осциллографа, чтобы захватить продолжительный интервал сигнала.


Но эту проблему можно решить, воспользовавшись сегментированной памятью осциллографа. Сегментированная память может существенно увеличить время регистрации сигналов с большой скважностью, таких как импульсные ВЧ-сигналы РЛС. В этом режиме память осциллографа делится на небольшие фрагменты, соответствующие фиксированным интервалам времени, которые немного шире самого широкого ВЧ-импульса. Осциллограф запускается по событию, например, по началу ВЧ-импульса, после чего заносит этот ВЧ-импульс в сегмент памяти. Затем осциллограф прекращает захват, взводит систему запуска и ждёт следующего ВЧ-импульса. Второй ВЧ-импульс помещается во второй сегмент памяти. Этот процесс продолжается до тех пор, пока не заполнятся все сегменты памяти осциллографа.


Современное ПО анализа импульсов позволяет воспользоваться преимуществами сегментированной памяти осциллографа и выполнить множество встроенных измерений импульсных ВЧ-сигналов. Захват нескольких ВЧ-импульсов с помощью сегментированной памяти осциллографа в сочетании с измерительными функциями ПО анализа импульсов показан на рисунке 6. Здесь выполняется измерение импульса ЛЧМ частотой 1 ГГц и сдвиг фазы вдоль импульса, которые сравниваются с идеальным линейным нарастанием и идеальной параболой соответственно. В увеличенном масштабе показана разность между измеренным и опорным сигналами для частоты на кривой S и фазы на кривой J.

 

Рисунок 6. Расчёты ПО анализа импульсов основаны на измерениях, выполненных осциллографом с сегментированной памятью

Заключение

Ограничение полосы пропускания анализаторов сигналов и спектра вынуждает разработчиков применять дигитайзеры и осциллографы с понижающими преобразователями частоты или без таковых. Очень полезны для анализа функционирования и диагностики неисправностей целевой системы такие математические функции, как "Огибающая", "Тренд результатов измерения" и БПФ. Объединение осциллографа с ПО векторного анализа сигналов позволяет создать мощный измерительный инструмент для выполнения разнообразных измерений, включая демодуляцию, представление во временной области с пониженным отношением сигнал/шум и статистический анализ ВЧ импульсов. И хотя существует некоторый компромисс между динамическим диапазоном/шумом и доступной мгновенной полосой пропускания, это не мешает выполнять многие важные широкополосные измерения для оценки прототипов или серийно выпускаемых изделий.